直流-直流转换器和无源元器件的阻抗测量方案
测量 dc-dc 转换器的输出阻抗
对于给新型的在低电压大电流条件下工作的 lsi 供电的 pdn 来说，对它极小的阻抗进行测量已经变得非常重要。在此，如果我们假设 zpdn 是从负载器件一端看到的 vdd 和接地层之间的阻抗，delta-i 就是由负载器件的工作所引起的电流变化，在电源层面上会产生电压降 delta-v = delta-i x zpdn。更严格地讲，电压降应该是:
delta-v = ifft (fft (delta-i) x zpdn). [1]
对于 mpu 之类的高性能 lsi 的应用情况，delta-i 可能是几安培或几十安培，这时电压降 delta-v 就不是微不足道的问题了。因为它会致信号完整性和电磁干扰 (emi) 问题。为了避免这些问题的出现，在从 dc 到 ghz 的广阔的频率范围内，必须将电源层的阻抗 zpdn 抑制在一个极小的值上。在低频范围内尤其经常要求 pdn 要有极小的只有毫欧级的阻抗。
dc-dc 转换器可在低频范围内提供这个极小的阻抗。无论负载如何变化，通过反馈环路控制来调整转换器的输出电压，就可以得到一个极小的输出阻抗。输出阻抗和环路增益之间的关系为: zclosed = zopen/(1+gh)，其中， zopen 为开环输出阻抗，zclosed 为闭环输出阻抗，gh 为环路增益。在环路增益较高的低频范围内，闭环输出阻抗将会非常小。
为了测量 dc-dc 转换器的输出阻抗，我们可以使用低频网络分析仪，直接在 dc-dc 转换器的输出端子上用探头进行测量得到闭环输出阻抗 zclosed。本节讨论如何使用配有软件 005 阻抗分析功能的 e5061b-3l5 lf-rf 网络分析仪来测量 dc-dc 转换器的输出阻抗。
图 1. pdn 中 dc-dc 转换器输出阻抗
电流-电压检测方法
这种方法以前用于测量 dc-dc 转换器和开关式电源的输出阻抗。图2 是这种方法的简化示意图。用变压器把网络分析仪激励信号源的地浮置起来，就可以用网络分析仪的高阻抗接收机端口测量已经接地的被测器件上的交流电压和电流。端口 t 测量被测件两端的交流电压 vdut，端口 r 测量 1 ω 电阻器上的交流电压，流过被测件的交流电流是 idut。把两个电压测量结果进行比值计算，得到的 t/r 结果直接就是被测器件的阻抗，这是因为 t/r=vt/vr=vdut/(1 x idut)。
在本图中，被测器件指 dc-dc 转换器和与其相连的负载。
与测量环路增益的情况类似，我们通常使用电子负载或大功率电阻器作为被测器件的负载。实际上，网络分析仪测量的是 dc-dc 转换器的阻抗和负载电阻并联在一起的阻抗，由于 dc-dc 转换器的输出阻抗要比负载阻抗小的多，所以测量结果主要反应的是被测器件的阻抗。隔直流电容可以防止被测器件的直流输出信号进入变压器和 1 ω 电阻器，其阻抗 | z |=| 1/(j * 2 * pi * f * c)| 应足够小，以便在低频测量范围内获得良好的信噪比。
这种测量方法非常适用于测试输出电压相对较高的 dc-dc 转换器，因为仪表的激励信号源与被测器件的直流输出电压之间有很好的隔离，而且两个测量接收机都是很可靠地通过高阻抗进行连接。此外，由于激励信号源被变压器浮置了起来，在测量结果中也不会存在由测量电缆的接地环路引起的误差。但是，由 1 ω 电阻器附近连线的残留阻抗引起的测量误差很难消除，因此这个方法不适用于精准测量毫欧级的非常小的阻抗。
图 2. 电流-电压检测法
电流-电压检测法的配置示例
图 3 是采用了电流电压检测方法使用 e5061b-3l5网络分析仪 增益相位测试端口的配置示例。对于变压器 t1，您可以使用与环路增益测量中使用的同一个脉冲转换器。不过在这种测量中我们不推荐使用现成的专门设计用于 50 ω 或 75 ω 系统中的隔离变压器，例如 north hills 的 0017c 型变压器，因为在这种配置结构中这种变压器死活很容易产生一些不需要的残留反应。
图 3. 电流－电压检测方法的配置示例
图 3. 电流－电压检测方法的配置示例使用一个隔直流电容可以防止直流电流流入变压器的绕线组和 1 ω 的电阻中。用一个大的电解电容足以在低频测量频段把激励信号注入给被测器件。
检测电流用的 1 ω 电阻器要尽量精准。通过测量这个电阻自身的阻抗，您可以使用简单的运算对测量结果进行补偿。例如，如果电阻器的阻抗是 0.98 ω，您可以将测得的阻抗 zmeas 乘以 0.98 来得出被测件的阻抗 zdut，因为 zmeas = vt/vr = vdut/(idut x 0.98) = zdut/0.98。如果使用引线电阻器，则应当尽可能地缩短引线长度，并将其直接焊到被测器件输出终端，这样可以大程度地降低电阻器与被测器件之间引线残留阻抗和接触阻抗导致的测量误差。如果要在上测量很小的交流电压时有良好的信噪比 的测量小，就应该把 t 端口内的衰减值设为 0 db，把激励信号源输出功率设置为大电平，即 10 dbm。为了校准测量系统，可以把 上的测试电缆与 r 端口的测量电缆练到相同的点上进行直通响应校准。执行直通响应校准时，应将激励信号源的功率降到 -5 dbm 以下，以防止测量接收机的 t 端口过载。
并联－直通测量法
能够对毫欧量级的微小阻抗进行精准测量的方法是并联-直通法，并联－直通方法在 50 ω 以下直到非常小的阻抗范围的阻抗都具有非常高的灵敏度，是测量 pdn 阻抗的常用方法。图 4 是测量方法的简化示意图。将被测器件并联在激励信号线和接地线之间，然后测量传输系数 s21。然后从 s21 推导出被测器件的阻抗，s21 表示由非常小的并联阻抗导致的很大的衰减。被测器件的阻抗 zdut 和 s21 之间的关系为: zdut = 25 x s21/(1-s21)。
测试电缆接地环路导致的测量误差 [1] [2] [3]
在低频测量范围内，使用传统上接地接收机的低频网络分析仪很难测量出毫欧级并联阻抗，因为激励信号源和接收机之间的测试电缆接地环路会导致测量误差。
现在假设被测器件的阻抗 zdut 接近于 0 ω，在图 5 的方框图中，电压 vo 几乎为 0，仪表测量接收机测得的电压 vt 也应接近为 0。但是，如虚线所示，由于激励源电流会流入 vt 接收机一侧测量电缆的金属外屏蔽层，这个电流在电缆屏蔽电阻器 rc2 上产生的电压下降是 vc2，这样实际测得的电压 vt 应等于 vc2，这比我们真正要测量的电压 vo 高，这是不正确的测量结果。因此，即便当被测器件的阻抗 zdut 是 0 的时候，测量的动态范围也会下降，实际测量的阻抗也不会比 rc2 小。根据电缆屏蔽层与连接头挤锻质量的好坏、电缆屏蔽的厚度、电缆的长度等情况，的范围通常在 10 毫欧到几十毫欧之间。
通常，测量电缆接地环路误差的问题会在 100 khz 以下的低频测量范围内出现，而这个范围正是测量 dc-dc 转换器阻抗以及部分大容量旁路电容阻抗的重要频率范围。同样的问题不会出现在较高频率范围内，原因在于流至 vt 接收机一侧测量电缆屏蔽层的电流会受到屏蔽层自身电抗 (x=2 * pi * f * l) 的抑制，测量频率越高该电抗的值也会越高。
图 4. 并联-直通测量方法
图 5. 测试电缆接地环路导致的测量误差
减少测量误差传统解决方案－1
有几种使用外部器件可以大程度地减少测量误差的技术。其中为传统的方法是把激励源一侧或测量接收机一侧，或两侧的同轴测量电缆绕在电感量很大的磁环上，图 6 和 7 表示出了这种方法的等效电路。磁环的阻抗只会抑制流过测量电缆中心导体或流过测量电缆外屏蔽层的交流电流，而不会抑制流过测量电缆的中心导体后再通过测量电缆的外屏蔽层返回的交流电流。当磁环用到 vt 接收机一侧的电缆上时，如图 6 所示，因为流过测量电缆屏蔽层电阻 rc2 的电流会受到自感 | z |=2 * pi * f * l2 的抑制，因而更多的电流会通过激励源一侧的测量电缆的屏蔽层路径返回到激励源一侧。同样，当把磁环用到激励源一侧的电缆上时，如图7 所示，更多电流也还会返回到激励源一侧的测量电缆的屏蔽层路径上，这是因为更多电流返回到激励源屏蔽层的路径上而不是 vt 接收机一侧电缆的屏蔽层路径会使由 rc1、rc2 和 l1' (正向电流和反向电流产生的磁场所导致的电感) 组成的总阻抗会变得更小。
为了在很低的测量频率范围上把流至 vt 接收机端测量电缆屏蔽层的电流限制掉，需要在同轴测量电缆上多穿几个高磁导率的磁环，或把同轴测量电缆在高磁导率的大磁环上多绕几周，这样可以尽可能提高电缆屏蔽层的阻抗。然而，在实际应用中很难找到非常合适的磁环来消除极低频范围内的测量误差。
图 6. 在接收机一侧的测量电缆上使用磁环的解决方案
图 7. 在激励源一次的测量电缆上使用磁环的解决方案
减少测量误差传统解决方案－2
另一种减小测量电缆环路误差的方法是把激励源或测量接收机的接地环路浮置起来，把激励源和测量接收机的接地环路断开。通过使用隔离变压器或差分探头即可达到这个目的。图 8 是在激励源一侧连接了隔离变压器的方框图。为了防止直流电流流入变压器，在被测器件和隔离变压器之间必须连接一个隔直流电容。您可以使用现成的宽带 50 ω 宽带隔离变压器，例如 north hills 公司生产的 0017c 隔离变压器。这个隔离变压器还可以用在环路增益的测量中，给被测器件注入测量激励信号。
在断开激励源与测量接收机之间的测试电缆接地环路方面，使用隔离变压器比使用磁环更有效。但是，使用隔离变压器的潜在副作用是在高频测量范围内可能会产生一个较小的剩余响应，这个响应有多大取决于变压器的特性。如果被测器件的环路带宽很宽并且在高频范围内显示出非常小的阻抗时，这个由隔离变压器引起的剩余响应的影响将无法被忽视。
图 8. 使用隔离变压器的解决方案
e5061b-3l5网络分析仪采用的解决方案
e5061b-3l5 的增益相位测试端口 (测量频率范围从 5 hz 至 30 mhz) 具有硬件体系结构，能够消除激励源至测量接收机测试电缆接地环路引起的测量误差。图 9 给出了使用 e5061b-3l5 增益相位测试端口执行这种应用时的简化方框图。测量接收机由阻抗 | zg | 半浮置，该阻抗在 100 khz 以下的低频范围内大约是 30 ω。与使用磁环的方法类似，我们可以直观地看到阻抗 | zg | 阻止了屏蔽电流。或者如图所示，假设被测器件接地端的电压摆动是 va，由于 rc2 要比接收机输入阻抗 50 ω 小得多，因此可通过以下公式近似得出 vt 的值 [4]:
由于 rc << | zg |，因此上述公式中的一项可以被忽略，vt 几乎等于我们真正需要测量的 vo。通过大程度地降低 rc2 的影响，我们能够正确测量出被测器件的阻抗。无需使用外部磁环或隔离变压器， e5061b-3l5 的增益相位测试端口支持您轻松测量出 dc-dc 转换器的毫欧量级的输出阻抗。
另一方面，与其他现有低频网络分析仪一样，e5061b-3l5网络分析仪 的 s 参数测试端口 (测量频率从 5 hz 至 3 ghz) 的测量接收机都是采用网络分析仪标准的接地结构。如果您想使用 s 参数测试端口测量毫欧级 dc-dc 转换器的输出阻抗 (例如，在从低频到超过 30 mhz 的一次扫描范围内测量 pdn 阻抗时)，必须将磁环连接至测试电缆。
图 9. 使用 e5061b-3l5 增益相位测试端口的解决方案
对短路器件进行测量的实验
下面通过一个简单的测量来看看由激励源至测量接收机的测试电缆接地环路导致的测量误差以及 e5061b 增益相位测试端口的有效性。如图 10 所示，在这个测量中，被测器件是一个并联短路 (shunt-short) 器件，它实际上是一根以并联连接的方式焊接到 sma 接头上的短线。这个短路器件通过 60 厘米长的 bnc 电缆和 sma-bnc 适配器与仪表相连。图 11 和 12 分别是用 4395a 以及 e5061b-3l5 的 s 参数测试端口，在不使用磁环或隔离变压器情况下获得的 s21 (衰减值) 测量结果。如图所示，这两个仪表在低频范围内的衰减测量轨迹都高于被测件的真实值，这是不正确的。这些测量误差是由图 5 中所示的激励源和接收机间测试电缆的接地环路引起的。
图 10. 被测试的器件
图 11. 使用 4395a 测得的 s21 测量结果 (不使用磁环或隔离变压器)
图 12. 使用e5061b-3l5网络分析仪 s 参数测试端口测得的 s21 测量结果 (不使用磁环或隔离变压器)
图 13. 使用 e5061b-3l5 s 参数测试端口测得的 s21 和 | z | 测量结果
(a) 不使用磁环
(b) 在测试电缆上使用夹持型磁环。
(c) 在测试电缆上使用大磁环。
(d) 测试电缆在大磁环上缠绕 3 圈。
图 13 是在使用磁环的情况下使用 e5061b- 3l5 s 参数测试端口对同一个被测器件进行测量得到的结果。所有测量迹线都存储在存储器迹线中。通道 1 测量的是 s21 的轨迹，通道 2 测量的是 | z | 的轨迹，(如图所示，| z | 的轨迹是用 e5061b 的并联直通阻抗变换函数计算之后绘制出来的)。
迹线 (a) 是不使用磁环的测量结果。迹线 (b) 是在激励源一侧的同轴测试电缆上使用了夹持型磁环 (常用于抑制接口电缆的噪声) 的测量结果。可以看到，迹线 (b) 的测量结果略有改进，但在低频测量范围内测量毫欧阻抗时，这种改进量是不够，原因是这种类型的小磁环生成的阻抗实在太小。迹线 (c) 是在激励源一侧的同轴测试电缆上使用了高磁导率 (metglas finemet f7555g，φ79 mm， welcome to metglas - home of the metglas brazing foil) 大磁环的测量结果。在低频范围的测量结果有明显的改进。迹线 (d) 是把测试电缆在同一侧磁环上缠绕 3 圈 (以大幅增加磁环生成的阻抗) 后获得的测量结果。现在，我们可以在大约 100 hz 以下的频率范围内获得正确的测量结果。
另一方面，图 14 给出了使用 e5061b-3l5 增益相位测试端口 (不使用磁环或隔离变压器) 获得的测量结果。如图所示，即使不使用磁环或变压器，e5061b-3l5 的增益相位测量端口也可以在低频范围内获得正确的测量结果。
图 14. 使用 e5061b-3l5 增益相位测试端口测得的 s21 和 | z | 测量结果
不使用磁环或隔离变压器
激励源功率 = 10 dbm (直通校准时为 -5 dbm)
t 端口: att = 0 db, zin = 50 ω,
r 端口: att = 20 db, zin = 50 ω
并联－直通方法的配置示例
图 15 是采用并联-直通方法进行测量的配置示例。测量接收机的端口的输入阻抗设置为 50 ω。用图 15 所示的配置方式，不用外接隔直流电容器就可以测量输出电压在 5 vdc 以下的 dc-dc 转换器的参数。注意，在这种情况下，分析仪的 50 ω 端口和功率分离器将会与被测器件产生直流耦合，并与负载器件并联。不过，如果负载电流不是很大的话，会影响到被测器件的负载条件。端口 t 衰减值设置为 0 db，激励源功率设置到大值，测量灵敏度可以提高。当被测器件的阻抗远远低于激励源的输出阻抗，过量的信号也不会作用到被测器件。如果端口 t 衰减值设置为 0 db，当执行直通响应校准以防止其过载时，激励源功率会降低。
在仪表的增益相位测试端口的输入阻抗设置为 50 ω 时，如果施加到该端口上的直流信号的电压比较高，超过了 5 vdc，仪表的过载保护功能会启动，e5061b 的测量端口的功能将关闭。通过外接的隔直流电容器，您可以测量输出电压高达 10 vdc 的转换器。然而，被测器件输出电压作用于隔直流电容器应该可以逐渐避免过量的瞬时输出。如果这样做很困难，那么就有必要从其他方面来避免瞬时输出。例如，当施加电压时，暂时将接收机设置为 1 mω，并用大功率电阻器 (例如 100 ω 或 1 kω) 将电容器的低压端子 (分析仪一端) 接地，以使瞬态电流流入大地。当此端子的电压变得足够低时 (取决于 rc 时间常数，这一过程可能需要几秒钟)，将接收机设置为 50 ω，然后断开电阻器的连接并执行测量。测量结束后，应将接收机重新设置为 1 mω，同时用电阻器将电容器的低压端子和高压端子接地，以便给直流模块放电。
如果您采用并联－直通方法，且使用 1 mω 输入而不是 50 ω ，那么可以忽略 t 端口上的直流模块。
测量高压转换器的其他方法还包括电流－电压检测方法，或使用 picotest j2111a 电流注入器的类似方法 。这些方法虽然在测量精度上稍逊于并联－直通方法，但对于高压转换器 (高达 40 vdc) 来说更适合。
图 15. 并联－直通测量方法配置示例
为了精准地对毫欧级的极小电阻进行测量，确保在测量的过程中探头的接触电阻非常小，测量终端应通过 2 端口探头 [1] [2] 接触被测件。实际上我们建议您将
测量终端焊接到被测器件上。如果将两个测量终端合在一起，并通过单端探测方式来接触被测器件，这时要保证测量端口的引线应尽可能短，因为其残余阻抗将直接影响毫欧阻抗的测量精度。
图 16 是使用 2 端口探测法的示例。图中，两个自制探头连接到测试电缆的末端，探头与被测件的输出终端接触。自制探头可以使用 sma 接头 (剪掉其三个接地引脚，然后使用剩下的接地引脚和中央引脚进行探测) 或 sma 半刚性电缆 (把电缆剪短，剥出中间导体，然后在外部导体上焊一个短引脚) 来制作探头。
当做直通响应校准的时候，要使直通件的电长度与两个探头的电长度大致相等。
图 16. 并联－直通方法的探测示例
dc-dc 转换器输出阻抗的测量示例
图 17 和 18 是用并联－直通方法和 e5061b 增益相位测试端口测量 5 v 至 3.3 v dc-dc 转换器的输出阻抗的测量示例。被测器件是上一章讲环路增益测量示例中使用的同一个转换器，测量频率范围为 10 hz 至 10 mhz。ifbw 设置为 auto /大 10 hz，端口 t 衰减器设置为 0 db。在测量过程中，激励源的功率设置为 10 dbm；在做直通响应校准时，激励源的功率设置为 -5 dbm。
注意: 在给转换器加电或断电的时候，我们建议把 t 端口的衰减器的衰减值临时从 0 db 改为 20 db，这样可以避免转换器的瞬间输出电压个测量接收机造成过载。如果仪表由于遇到了瞬间的高电压而进入了过载保护模式，进行恢复的方法是: 按仪表面板上的 [system] 按键，选择 overload recovery 和 clear overload protection 按键。
| z | 迹线是使用 e5061b-005 的阻抗分析功能 (增益相位并联－直通法) 绘制而成的。图 17 中左边的轨迹是在转换器和电子负载关闭的情况下表示的 | z | 的测量结果。
如图所示，转换器在断电状态下的输出阻抗指示的是转换器的输出电容器的自谐振阻抗响应。右边的轨迹是在 0.3 a 负载条件下测量到的 | z | 的轨迹。如图所示，通过转换器的反馈回路的作用，在低频范围内 | z | 值被限制在 2 mω 以下。由于增益相位测试端口的接收机体系结构，e5061b 能够正确测量毫欧级的小阻抗，甚至在 10 hz 以下的测量频率，测量结果也不会受到激励源和接收机之间测试电缆接地环路的影响。
图 18 显示了 1 a 和 2 a 负载条件下测量得到的 | z | 的轨迹。如图所示，在低频范围内，被测器件的阻抗要高于 0.3 a 负载条件下的阻抗。通常，测量各种负载条件下的输出阻抗是很有必要的，这可以让我们知道被测器件的输出阻抗是否能够保持在我们所希望的目标之内，以及当负载条件变化时，阻抗的变化是否是足够小。
另一重要的事情是要确保输出阻抗的迹线不会出现大的正向峰值，因为那样会造成所有负载条件下的瞬态噪声。
图 17. 直流－直流转换器输出阻抗测量
断电状态和 0.3 a 负载条件下，
起始频率 = 10 hz，终止频率 = 10 mhz
激励源功率 = 10 dbm (直通校准时为 -5 dbm)
t 端口: att = 0 db，zin = 50 ω，
r 端口: att = 20 db，zin = 50 ω
图 18. 直流－直流转换器输出阻抗测量
1 a 和 2 a 负载条件下，
起始频率 = 10 hz，终止频率 = 10 mhz
激励源功率 = 10 dbm (直通校准时为 -5 dbm)
t 端口: att = 0 db，zin = 50 ω，
r 端口: att = 20 db，zin = 50 ω
本文转载自是德科技
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对于给新型的在低电压大电流条件下工作的 lsi 供电的 pdn 来说，对它极小的阻抗进行测量已经变得非常重要。在此，如果我们假设 zpdn 是从负载器件一端看到的 vdd 和接地层之间的阻抗，delta-i 就是由负载器件的工作所引起的电流变化，在电源层面上会产生电压降 delta-v = delta-i x zpdn。更严格地讲，电压降应该是:
delta-v = ifft (fft (delta-i) x zpdn). [1]
对于 mpu 之类的高性能 lsi 的应用情况，delta-i 可能是几安培或几十安培，这时电压降 delta-v 就不是微不足道的问题了。因为它会致信号完整性和电磁干扰 (emi) 问题。为了避免这些问题的出现，在从 dc 到 ghz 的广阔的频率范围内，必须将电源层的阻抗 zpdn 抑制在一个极小的值上。在低频范围内尤其经常要求 pdn 要有极小的只有毫欧级的阻抗。
dc-dc 转换器可在低频范围内提供这个极小的阻抗。无论负载如何变化，通过反馈环路控制来调整转换器的输出电压，就可以得到一个极小的输出阻抗。输出阻抗和环路增益之间的关系为: zclosed = zopen/(1+gh)，其中， zopen 为开环输出阻抗，zclosed 为闭环输出阻抗，gh 为环路增益。在环路增益较高的低频范围内，闭环输出阻抗将会非常小。
为了测量 dc-dc 转换器的输出阻抗，我们可以使用低频网络分析仪，直接在 dc-dc 转换器的输出端子上用探头进行测量得到闭环输出阻抗 zclosed。本节讨论如何使用配有软件 005 阻抗分析功能的 e5061b-3l5 lf-rf 网络分析仪来测量 dc-dc 转换器的输出阻抗。
图 1. pdn 中 dc-dc 转换器输出阻抗
电流-电压检测方法
这种方法以前用于测量 dc-dc 转换器和开关式电源的输出阻抗。图2 是这种方法的简化示意图。用变压器把网络分析仪激励信号源的地浮置起来，就可以用网络分析仪的高阻抗接收机端口测量已经接地的被测器件上的交流电压和电流。端口 t 测量被测件两端的交流电压 vdut，端口 r 测量 1 ω 电阻器上的交流电压，流过被测件的交流电流是 idut。把两个电压测量结果进行比值计算，得到的 t/r 结果直接就是被测器件的阻抗，这是因为 t/r=vt/vr=vdut/(1 x idut)。
在本图中，被测器件指 dc-dc 转换器和与其相连的负载。
与测量环路增益的情况类似，我们通常使用电子负载或大功率电阻器作为被测器件的负载。实际上，网络分析仪测量的是 dc-dc 转换器的阻抗和负载电阻并联在一起的阻抗，由于 dc-dc 转换器的输出阻抗要比负载阻抗小的多，所以测量结果主要反应的是被测器件的阻抗。隔直流电容可以防止被测器件的直流输出信号进入变压器和 1 ω 电阻器，其阻抗 | z |=| 1/(j * 2 * pi * f * c)| 应足够小，以便在低频测量范围内获得良好的信噪比。
这种测量方法非常适用于测试输出电压相对较高的 dc-dc 转换器，因为仪表的激励信号源与被测器件的直流输出电压之间有很好的隔离，而且两个测量接收机都是很可靠地通过高阻抗进行连接。此外，由于激励信号源被变压器浮置了起来，在测量结果中也不会存在由测量电缆的接地环路引起的误差。但是，由 1 ω 电阻器附近连线的残留阻抗引起的测量误差很难消除，因此这个方法不适用于精准测量毫欧级的非常小的阻抗。
图 2. 电流-电压检测法
电流-电压检测法的配置示例
图 3 是采用了电流电压检测方法使用 e5061b-3l5网络分析仪 增益相位测试端口的配置示例。对于变压器 t1，您可以使用与环路增益测量中使用的同一个脉冲转换器。不过在这种测量中我们不推荐使用现成的专门设计用于 50 ω 或 75 ω 系统中的隔离变压器，例如 north hills 的 0017c 型变压器，因为在这种配置结构中这种变压器死活很容易产生一些不需要的残留反应。
图 3. 电流－电压检测方法的配置示例
图 3. 电流－电压检测方法的配置示例使用一个隔直流电容可以防止直流电流流入变压器的绕线组和 1 ω 的电阻中。用一个大的电解电容足以在低频测量频段把激励信号注入给被测器件。
检测电流用的 1 ω 电阻器要尽量精准。通过测量这个电阻自身的阻抗，您可以使用简单的运算对测量结果进行补偿。例如，如果电阻器的阻抗是 0.98 ω，您可以将测得的阻抗 zmeas 乘以 0.98 来得出被测件的阻抗 zdut，因为 zmeas = vt/vr = vdut/(idut x 0.98) = zdut/0.98。如果使用引线电阻器，则应当尽可能地缩短引线长度，并将其直接焊到被测器件输出终端，这样可以大程度地降低电阻器与被测器件之间引线残留阻抗和接触阻抗导致的测量误差。如果要在上测量很小的交流电压时有良好的信噪比 的测量小，就应该把 t 端口内的衰减值设为 0 db，把激励信号源输出功率设置为大电平，即 10 dbm。为了校准测量系统，可以把 上的测试电缆与 r 端口的测量电缆练到相同的点上进行直通响应校准。执行直通响应校准时，应将激励信号源的功率降到 -5 dbm 以下，以防止测量接收机的 t 端口过载。
并联－直通测量法
能够对毫欧量级的微小阻抗进行精准测量的方法是并联-直通法，并联－直通方法在 50 ω 以下直到非常小的阻抗范围的阻抗都具有非常高的灵敏度，是测量 pdn 阻抗的常用方法。图 4 是测量方法的简化示意图。将被测器件并联在激励信号线和接地线之间，然后测量传输系数 s21。然后从 s21 推导出被测器件的阻抗，s21 表示由非常小的并联阻抗导致的很大的衰减。被测器件的阻抗 zdut 和 s21 之间的关系为: zdut = 25 x s21/(1-s21)。
测试电缆接地环路导致的测量误差 [1] [2] [3]
在低频测量范围内，使用传统上接地接收机的低频网络分析仪很难测量出毫欧级并联阻抗，因为激励信号源和接收机之间的测试电缆接地环路会导致测量误差。
现在假设被测器件的阻抗 zdut 接近于 0 ω，在图 5 的方框图中，电压 vo 几乎为 0，仪表测量接收机测得的电压 vt 也应接近为 0。但是，如虚线所示，由于激励源电流会流入 vt 接收机一侧测量电缆的金属外屏蔽层，这个电流在电缆屏蔽电阻器 rc2 上产生的电压下降是 vc2，这样实际测得的电压 vt 应等于 vc2，这比我们真正要测量的电压 vo 高，这是不正确的测量结果。因此，即便当被测器件的阻抗 zdut 是 0 的时候，测量的动态范围也会下降，实际测量的阻抗也不会比 rc2 小。根据电缆屏蔽层与连接头挤锻质量的好坏、电缆屏蔽的厚度、电缆的长度等情况，的范围通常在 10 毫欧到几十毫欧之间。
通常，测量电缆接地环路误差的问题会在 100 khz 以下的低频测量范围内出现，而这个范围正是测量 dc-dc 转换器阻抗以及部分大容量旁路电容阻抗的重要频率范围。同样的问题不会出现在较高频率范围内，原因在于流至 vt 接收机一侧测量电缆屏蔽层的电流会受到屏蔽层自身电抗 (x=2 * pi * f * l) 的抑制，测量频率越高该电抗的值也会越高。
图 4. 并联-直通测量方法
图 5. 测试电缆接地环路导致的测量误差
减少测量误差传统解决方案－1
有几种使用外部器件可以大程度地减少测量误差的技术。其中为传统的方法是把激励源一侧或测量接收机一侧，或两侧的同轴测量电缆绕在电感量很大的磁环上，图 6 和 7 表示出了这种方法的等效电路。磁环的阻抗只会抑制流过测量电缆中心导体或流过测量电缆外屏蔽层的交流电流，而不会抑制流过测量电缆的中心导体后再通过测量电缆的外屏蔽层返回的交流电流。当磁环用到 vt 接收机一侧的电缆上时，如图 6 所示，因为流过测量电缆屏蔽层电阻 rc2 的电流会受到自感 | z |=2 * pi * f * l2 的抑制，因而更多的电流会通过激励源一侧的测量电缆的屏蔽层路径返回到激励源一侧。同样，当把磁环用到激励源一侧的电缆上时，如图7 所示，更多电流也还会返回到激励源一侧的测量电缆的屏蔽层路径上，这是因为更多电流返回到激励源屏蔽层的路径上而不是 vt 接收机一侧电缆的屏蔽层路径会使由 rc1、rc2 和 l1' (正向电流和反向电流产生的磁场所导致的电感) 组成的总阻抗会变得更小。
为了在很低的测量频率范围上把流至 vt 接收机端测量电缆屏蔽层的电流限制掉，需要在同轴测量电缆上多穿几个高磁导率的磁环，或把同轴测量电缆在高磁导率的大磁环上多绕几周，这样可以尽可能提高电缆屏蔽层的阻抗。然而，在实际应用中很难找到非常合适的磁环来消除极低频范围内的测量误差。
图 6. 在接收机一侧的测量电缆上使用磁环的解决方案
图 7. 在激励源一次的测量电缆上使用磁环的解决方案
减少测量误差传统解决方案－2
另一种减小测量电缆环路误差的方法是把激励源或测量接收机的接地环路浮置起来，把激励源和测量接收机的接地环路断开。通过使用隔离变压器或差分探头即可达到这个目的。图 8 是在激励源一侧连接了隔离变压器的方框图。为了防止直流电流流入变压器，在被测器件和隔离变压器之间必须连接一个隔直流电容。您可以使用现成的宽带 50 ω 宽带隔离变压器，例如 north hills 公司生产的 0017c 隔离变压器。这个隔离变压器还可以用在环路增益的测量中，给被测器件注入测量激励信号。
在断开激励源与测量接收机之间的测试电缆接地环路方面，使用隔离变压器比使用磁环更有效。但是，使用隔离变压器的潜在副作用是在高频测量范围内可能会产生一个较小的剩余响应，这个响应有多大取决于变压器的特性。如果被测器件的环路带宽很宽并且在高频范围内显示出非常小的阻抗时，这个由隔离变压器引起的剩余响应的影响将无法被忽视。
图 8. 使用隔离变压器的解决方案
e5061b-3l5网络分析仪采用的解决方案
e5061b-3l5 的增益相位测试端口 (测量频率范围从 5 hz 至 30 mhz) 具有硬件体系结构，能够消除激励源至测量接收机测试电缆接地环路引起的测量误差。图 9 给出了使用 e5061b-3l5 增益相位测试端口执行这种应用时的简化方框图。测量接收机由阻抗 | zg | 半浮置，该阻抗在 100 khz 以下的低频范围内大约是 30 ω。与使用磁环的方法类似，我们可以直观地看到阻抗 | zg | 阻止了屏蔽电流。或者如图所示，假设被测器件接地端的电压摆动是 va，由于 rc2 要比接收机输入阻抗 50 ω 小得多，因此可通过以下公式近似得出 vt 的值 [4]:
由于 rc << | zg |，因此上述公式中的一项可以被忽略，vt 几乎等于我们真正需要测量的 vo。通过大程度地降低 rc2 的影响，我们能够正确测量出被测器件的阻抗。无需使用外部磁环或隔离变压器， e5061b-3l5 的增益相位测试端口支持您轻松测量出 dc-dc 转换器的毫欧量级的输出阻抗。
另一方面，与其他现有低频网络分析仪一样，e5061b-3l5网络分析仪 的 s 参数测试端口 (测量频率从 5 hz 至 3 ghz) 的测量接收机都是采用网络分析仪标准的接地结构。如果您想使用 s 参数测试端口测量毫欧级 dc-dc 转换器的输出阻抗 (例如，在从低频到超过 30 mhz 的一次扫描范围内测量 pdn 阻抗时)，必须将磁环连接至测试电缆。
图 9. 使用 e5061b-3l5 增益相位测试端口的解决方案
对短路器件进行测量的实验
下面通过一个简单的测量来看看由激励源至测量接收机的测试电缆接地环路导致的测量误差以及 e5061b 增益相位测试端口的有效性。如图 10 所示，在这个测量中，被测器件是一个并联短路 (shunt-short) 器件，它实际上是一根以并联连接的方式焊接到 sma 接头上的短线。这个短路器件通过 60 厘米长的 bnc 电缆和 sma-bnc 适配器与仪表相连。图 11 和 12 分别是用 4395a 以及 e5061b-3l5 的 s 参数测试端口，在不使用磁环或隔离变压器情况下获得的 s21 (衰减值) 测量结果。如图所示，这两个仪表在低频范围内的衰减测量轨迹都高于被测件的真实值，这是不正确的。这些测量误差是由图 5 中所示的激励源和接收机间测试电缆的接地环路引起的。
图 10. 被测试的器件
图 11. 使用 4395a 测得的 s21 测量结果 (不使用磁环或隔离变压器)
图 12. 使用e5061b-3l5网络分析仪 s 参数测试端口测得的 s21 测量结果 (不使用磁环或隔离变压器)
图 13. 使用 e5061b-3l5 s 参数测试端口测得的 s21 和 | z | 测量结果
(a) 不使用磁环
(b) 在测试电缆上使用夹持型磁环。
(c) 在测试电缆上使用大磁环。
(d) 测试电缆在大磁环上缠绕 3 圈。
图 13 是在使用磁环的情况下使用 e5061b- 3l5 s 参数测试端口对同一个被测器件进行测量得到的结果。所有测量迹线都存储在存储器迹线中。通道 1 测量的是 s21 的轨迹，通道 2 测量的是 | z | 的轨迹，(如图所示，| z | 的轨迹是用 e5061b 的并联直通阻抗变换函数计算之后绘制出来的)。
迹线 (a) 是不使用磁环的测量结果。迹线 (b) 是在激励源一侧的同轴测试电缆上使用了夹持型磁环 (常用于抑制接口电缆的噪声) 的测量结果。可以看到，迹线 (b) 的测量结果略有改进，但在低频测量范围内测量毫欧阻抗时，这种改进量是不够，原因是这种类型的小磁环生成的阻抗实在太小。迹线 (c) 是在激励源一侧的同轴测试电缆上使用了高磁导率 (metglas finemet f7555g，φ79 mm， welcome to metglas - home of the metglas brazing foil) 大磁环的测量结果。在低频范围的测量结果有明显的改进。迹线 (d) 是把测试电缆在同一侧磁环上缠绕 3 圈 (以大幅增加磁环生成的阻抗) 后获得的测量结果。现在，我们可以在大约 100 hz 以下的频率范围内获得正确的测量结果。
另一方面，图 14 给出了使用 e5061b-3l5 增益相位测试端口 (不使用磁环或隔离变压器) 获得的测量结果。如图所示，即使不使用磁环或变压器，e5061b-3l5 的增益相位测量端口也可以在低频范围内获得正确的测量结果。
图 14. 使用 e5061b-3l5 增益相位测试端口测得的 s21 和 | z | 测量结果
不使用磁环或隔离变压器
激励源功率 = 10 dbm (直通校准时为 -5 dbm)
t 端口: att = 0 db, zin = 50 ω,
r 端口: att = 20 db, zin = 50 ω
并联－直通方法的配置示例
图 15 是采用并联-直通方法进行测量的配置示例。测量接收机的端口的输入阻抗设置为 50 ω。用图 15 所示的配置方式，不用外接隔直流电容器就可以测量输出电压在 5 vdc 以下的 dc-dc 转换器的参数。注意，在这种情况下，分析仪的 50 ω 端口和功率分离器将会与被测器件产生直流耦合，并与负载器件并联。不过，如果负载电流不是很大的话，会影响到被测器件的负载条件。端口 t 衰减值设置为 0 db，激励源功率设置到大值，测量灵敏度可以提高。当被测器件的阻抗远远低于激励源的输出阻抗，过量的信号也不会作用到被测器件。如果端口 t 衰减值设置为 0 db，当执行直通响应校准以防止其过载时，激励源功率会降低。
在仪表的增益相位测试端口的输入阻抗设置为 50 ω 时，如果施加到该端口上的直流信号的电压比较高，超过了 5 vdc，仪表的过载保护功能会启动，e5061b 的测量端口的功能将关闭。通过外接的隔直流电容器，您可以测量输出电压高达 10 vdc 的转换器。然而，被测器件输出电压作用于隔直流电容器应该可以逐渐避免过量的瞬时输出。如果这样做很困难，那么就有必要从其他方面来避免瞬时输出。例如，当施加电压时，暂时将接收机设置为 1 mω，并用大功率电阻器 (例如 100 ω 或 1 kω) 将电容器的低压端子 (分析仪一端) 接地，以使瞬态电流流入大地。当此端子的电压变得足够低时 (取决于 rc 时间常数，这一过程可能需要几秒钟)，将接收机设置为 50 ω，然后断开电阻器的连接并执行测量。测量结束后，应将接收机重新设置为 1 mω，同时用电阻器将电容器的低压端子和高压端子接地，以便给直流模块放电。
如果您采用并联－直通方法，且使用 1 mω 输入而不是 50 ω ，那么可以忽略 t 端口上的直流模块。
测量高压转换器的其他方法还包括电流－电压检测方法，或使用 picotest j2111a 电流注入器的类似方法 。这些方法虽然在测量精度上稍逊于并联－直通方法，但对于高压转换器 (高达 40 vdc) 来说更适合。
图 15. 并联－直通测量方法配置示例
为了精准地对毫欧级的极小电阻进行测量，确保在测量的过程中探头的接触电阻非常小，测量终端应通过 2 端口探头 [1] [2] 接触被测件。实际上我们建议您将
测量终端焊接到被测器件上。如果将两个测量终端合在一起，并通过单端探测方式来接触被测器件，这时要保证测量端口的引线应尽可能短，因为其残余阻抗将直接影响毫欧阻抗的测量精度。
图 16 是使用 2 端口探测法的示例。图中，两个自制探头连接到测试电缆的末端，探头与被测件的输出终端接触。自制探头可以使用 sma 接头 (剪掉其三个接地引脚，然后使用剩下的接地引脚和中央引脚进行探测) 或 sma 半刚性电缆 (把电缆剪短，剥出中间导体，然后在外部导体上焊一个短引脚) 来制作探头。
当做直通响应校准的时候，要使直通件的电长度与两个探头的电长度大致相等。
图 16. 并联－直通方法的探测示例
dc-dc 转换器输出阻抗的测量示例
图 17 和 18 是用并联－直通方法和 e5061b 增益相位测试端口测量 5 v 至 3.3 v dc-dc 转换器的输出阻抗的测量示例。被测器件是上一章讲环路增益测量示例中使用的同一个转换器，测量频率范围为 10 hz 至 10 mhz。ifbw 设置为 auto /大 10 hz，端口 t 衰减器设置为 0 db。在测量过程中，激励源的功率设置为 10 dbm；在做直通响应校准时，激励源的功率设置为 -5 dbm。
注意: 在给转换器加电或断电的时候，我们建议把 t 端口的衰减器的衰减值临时从 0 db 改为 20 db，这样可以避免转换器的瞬间输出电压个测量接收机造成过载。如果仪表由于遇到了瞬间的高电压而进入了过载保护模式，进行恢复的方法是: 按仪表面板上的 [system] 按键，选择 overload recovery 和 clear overload protection 按键。
| z | 迹线是使用 e5061b-005 的阻抗分析功能 (增益相位并联－直通法) 绘制而成的。图 17 中左边的轨迹是在转换器和电子负载关闭的情况下表示的 | z | 的测量结果。
如图所示，转换器在断电状态下的输出阻抗指示的是转换器的输出电容器的自谐振阻抗响应。右边的轨迹是在 0.3 a 负载条件下测量到的 | z | 的轨迹。如图所示，通过转换器的反馈回路的作用，在低频范围内 | z | 值被限制在 2 mω 以下。由于增益相位测试端口的接收机体系结构，e5061b 能够正确测量毫欧级的小阻抗，甚至在 10 hz 以下的测量频率，测量结果也不会受到激励源和接收机之间测试电缆接地环路的影响。
图 18 显示了 1 a 和 2 a 负载条件下测量得到的 | z | 的轨迹。如图所示，在低频范围内，被测器件的阻抗要高于 0.3 a 负载条件下的阻抗。通常，测量各种负载条件下的输出阻抗是很有必要的，这可以让我们知道被测器件的输出阻抗是否能够保持在我们所希望的目标之内，以及当负载条件变化时，阻抗的变化是否是足够小。
另一重要的事情是要确保输出阻抗的迹线不会出现大的正向峰值，因为那样会造成所有负载条件下的瞬态噪声。
图 17. 直流－直流转换器输出阻抗测量
断电状态和 0.3 a 负载条件下，
起始频率 = 10 hz，终止频率 = 10 mhz
激励源功率 = 10 dbm (直通校准时为 -5 dbm)
t 端口: att = 0 db，zin = 50 ω，
r 端口: att = 20 db，zin = 50 ω
图 18. 直流－直流转换器输出阻抗测量
1 a 和 2 a 负载条件下，
起始频率 = 10 hz，终止频率 = 10 mhz
激励源功率 = 10 dbm (直通校准时为 -5 dbm)
t 端口: att = 0 db，zin = 50 ω，
r 端口: att = 20 db，zin = 50 ω
本文转载自是德科技
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